Мостовой преобразователь постоянного напряжения в постоянный

Мостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, источник питания. Преимущества, недостатки, применение. Принцип работы. Примеры схем. Расчет

Как работает мостовой стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описание принципа действия моста. Пошаговая инструкция по разработке и расчету (10+)

Мостовой импульсный преобразователь напряжения. Схемы. Расчет

Одним из вариантов развития идеи прямоходового преобразователя с исключением излишних скачков напряжения на силовых элементах, описанной здесь является мостовая схема.

У мостовой схемы есть одно преимущество, нехарактерное больше ни для одной топологии. В ней в некоторые моменты времени первичная обмотка трансформатора замкнута накоротко. Это позволяет сбрасывать накопленную в ней энергию в цепи питания не в момент запирания ключа, а подождать до момента перед самым открытием другого плеча. Это позволяет серьезно сократить потери на переключение, так как в момент отпирания через диод, шунтирующий силовой ключ, идет обратный ток, то есть напряжение на ключе близко к нулю.

Вашему вниманию подборки материалов:

Конструирование источников питания и преобразователей напряжения Разработка источников питания и преобразователей напряжения. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

Практика проектирования электронных схем Искусство разработки устройств. Элементная база. Типовые схемы. Примеры готовых устройств. Подробные описания. Онлайн расчет. Возможность задать вопрос авторам

Контуром S1 показано направление тока при открытом левом верхнем и правом нижнем ключах. После закрытия верхнего левого ключа, ток протекает по контуру S3, так как правый нижний ключ остается открытым (так его коммутирует контроллер). При этом напряжение на первичной обмотке практически равно нулю, она замкнута накоротко. Сброса накопленной энергии не происходит. Перед открытием правого верхнего ключа контроллер сначала закрывает правый нижний и ждет некоторое время. В это время ток идет по траектории S1, тем самым обеспечивая отпирание верхнего правого ключа при нулевом напряжении на нем.

В схеме исключено возникновение на силовых ключах напряжения больше питающего, так как обратные диоды немедленно отведут такое напряжение в цепи питания.

Коммутационные потери в этой схеме много меньше, чем в пушпульной. Зато потери в открытом состоянии ключей вдвое больше, так как ток протекает не через один, а сразу через два ключа, нагревая их оба.

Типичная схема мостового преобразователя

В этой схеме для контроля и ограничения тока применяется трансформатор тока. Это оправдано для мощных преобразователей. Обычно по мостовой схеме строятся именно мощные преобразователи, так что в основном используются токовые трансформаторы. Но если Вы захотите спроектировать относительно маломощный мостовой источник питания, то можно для контроля тока применить считывающий резистор. Тогда нужно соединить нижние ключи, подключить резистор и обратные диоды так, как это показано в пушпульной схеме. Дальше в форме расчета мы посчитаем сопротивление и мощность этого резистора (R7).

Схема может строиться на основе ШИМ — контроллера 1156ЕУ2 (D1). Кроме него в схеме применяются два драйвера полумоста (D3, D4), например, IR2184. Именно эти драйверы обеспечивают правильное (описанное выше) переключение транзисторов. Эти драйвера предназначены только для работы с полевыми транзисторами, так что биполярные транзисторы в этой схеме применяться не могут.

Применение

Мостовая схема лучше всего подходит для мощных источников питания с высоковольтным входом. На такой схеме строятся, например, большинство импульсных сварочных аппаратов.

У схемы два основных недостатка. Во-первых, высокие потери на проводимость при больших входных токах. Во-вторых, сложность, большое количество компонентов, а значит высокая стоимость.

Номиналы следующих элементов выбираются согласно рекомендациям производителя IR2184.

Резисторы R21, R22, R23, R24 20 Ом.

Конденсаторы C10, C11 1 мкФ, рассчитанные на напряжение питания драйверов.

Расчет

В целом расчет аналогичен расчету для пушпульной схемы. Так что я приведу только те формулы, которые отличаются.

Как и для пушпульной схемы, мы рекомендуем выбирать максимальный коэффициент заполнения около 80%

При расчете трансформатора формулы такие же, как в пушпульной схеме с учетом того, что в мостовой схеме одна первичная обмотка. Количество витков в ней равно количеству витков в одной из половинок пушпульного трансформатора, а толщина провода вдвое больше, так как средний ток через нее вдвое больше.

Силовые транзисторы

[Максимальное напряжение коллектор — эмиттер VT2, VT9, VT11, VT12, В] = [Максимальное входное напряжение, В]

Коррекция асимметрии

Для того, чтобы исключить одностороннее намагничивание сердечника трансформатора иногда включают последовательно с первичной обмоткой конденсатор. Это гарантирует отсутствие одностороннего намагничивания. Но с другой стороны конденсатор снижает максимальную мощность преобразователя. Для мощных схем потребуется конденсатор большой емкости, рассчитанный на большой ток. Другим решением является применение в сердечнике трансформатора небольшого зазора (0.025 — 0.05 мм). Такой зазор гарантирует саморазмагничивание.

[Емкость последовательного конденсатора, Ф] = 5 * [Максимальная средняя сила тока через дроссель L1, А] * [Коэффициент трансформации] * [Максимальный коэффициент заполнения] / ([Минимальное входное напряжение, В] * [Частота работы контроллера D1, Гц])

Такой выбор емкости обеспечит изменение напряжения на нем в пределах 10% от минимального входного.

Конденсатор лучше выбирать рассчитанный на максимальное входное напряжение. Это обеспечит надежный запас.

К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости, чтобы быть в курсе.

Если что-то непонятно, обязательно спросите!
Задать вопрос. Обсуждение статьи.

Прямоходовый однотактный импульсный преобразователь напряжения, источн.
Как сконструировать прямоходовый импульсный преобразователь. В каких ситуациях о.

Инвертор, преобразователь, чистая синусоида, синус.
Как получить чистую синусоиду 220 вольт от автомобильного аккумулятора, чтобы за.

Обратноходовый импульсный преобразователь напряжения, источник питания.
Как работает обратноходовый стабилизатор напряжения. Где он применяется. Описани.

Зарядное устройство. Импульсный автомобильный зарядник. Зарядка аккуму.
Схема импульсного зарядного устройства. Расчет на разные напряжения и токи.

Прямоходовый импульсный преобразователь напряжения. Выбор ключа — бипо.
Как сконструировать прямоходовый импульсный источник питания. Как выбрать мощные.

Понижающий импульсный источник питания. Обратная связь по напряжению. .
Шаг 4. Метод расчета цепей компенсации усилителя ошибки. Как применять полевые т.

Источник

Двухтактный мостовой преобразователь

Рассмотрим двухтактный мостовой преобразователь, который в англоязычных странах называют «bridge» (его принципиальная схема показана на рис.1).

Рис. 1. Двухтактный мостовой преобразователь

Предположим, на затворы ключевых транзисторов VT2 и VT3 от задающего генератора подано отпирающее напряжение. Ток потечет по цепи +Uвх, транзистор VT3, обмотка трансформатора ТV1, транзистор VT2, -Uвх. На вторичной обмотке трансформатора ТV1 будет индуктировано напряжение, которая выпрямит диодная сборка VD1 и сгладит конденсатор С1, а затем постоянное напряжение будет приложено к нагрузке. Таким образом, в течении первого такта транзисторы VТ1 и VТ4 находятся в состоянии отсечки, а транзисторы VТ2 и VТ3 – в состоянии насыщения.

Подадим на затворы транзисторов VТ2 и VТ3 запирающее напряжения, а на затворы транзисторов VТ1 и VТ4 – отпирающее напряжение. По цепи +Uвх, транзистор VТ1, обмотка трансформатора ТV1 , транзистор VТ4, -Uвх потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора ТV1 индуцируется напряжение, которое поступит на выпрямитель, выполненный на диодной сборке VD1, на конденсатор фильтра С1, с которого будет поступать на нагрузку.

В течение второго такта транзисторы VТ2 и VТ3 находились в состоянии отсечки, а транзисторы VТ1 и VТ4 – в состоянии насыщения. Через нагрузку протекает ток и в первый, и во второй такты, благодаря чему частота пульсации напряжения на конденсаторе С1 в два раза превышает частоту преобразования. В магнитопроводе трансформатора мостового преобразователя индукция варьирует от минимального значения до максимальной величины. Благодаря этому частная петля гистерезиса близка к предельной петле гистерезиса, и наиболее полно использованы магнитные свойства сердечника трансформатора.

Напряжение на первичной обмотке импульсного трансформатора мостового преобразователя можно найти согласно выражению:

где Uп – постоянное напряжение, питающее преобразователь;

Uнас – падение напряжения на ключевом транзисторе в состоянии насыщения.

Мостовые преобразователи способны отдавать в нагрузку мощность до десятков киловатт и в отдельных случаях – даже большую.

Достоинства:

• высокий КПД;
• возможность функционирования при очень большой мощности нагрузки;
• к закрытым ключевым транзисторам приложено обратное напряжение, равное постоянному напряжению питания каскада преобразователя.

Мостовые преобразователи можно использовать при высоком напряжении питания и допустимо включать без нагрузки, не прибегая к каким-либо ухищрениям. Пульсация выходного напряжения обладает частотой, которая в два раза превышает частоту преобразования. Подмагничивание сердечника импульсного трансформатора мостового преобразователя возникает при применении неидентичных ключевых транзисторов, различии в потреблении нагрузкой тока в течение полупериодов и от многих других причин.

Для снижения последствия кратковременного подмагничивания в сердечники трансформаторов мощных преобразователей мостового и полумостового типов, а также преобразователей с трансформаторами, имеющими среднюю точку первичной обмотки, часто вводят немагнитные зазоры. Это увеличивает треугольную составляющую тока первичной обмотки (ток холостого хода), однако позволяет нагружать ИИП на динамичную нагрузку. Кроме этого, для уменьшения подмагничивания последовательно с импульсным трансформатором мостового преобразователя включают неполярный конденсатор, обладающий емкостью, наименьшую величину которой можно найти по формуле:

где Iс.и – импульсный ток стока транзистора;

Uп – напряжение пульсации на конденсаторе;

Для двухтактных преобразователей (полумостового, мостового и преобразователя с трансформатором, имеющим среднюю точку первичной обмотки) разработаны эффективные электронные системы симметрирования перемагничивания. Их актуальность проявляется при больших мощностях нагрузки от нескольких киловатт, сопротивление которой изменяется в широких пределах (например, дуга в сварочных аппаратах).

К недостаткам мостовых преобразователей относят наличие четырех ключевых транзисторов и, если отсутствует система защиты от перегрузки, — выход из строя компонентов ИИП при коротком замыкании нагрузки.

Источник

Транзисторный двухтрансформаторный мостовой преобразователь постоянного напряжения

При необходимости обеспечить мощность в нагрузке 1-1,5 кВт или выше и достаточно большом входном напряжении в транзисторном преобразователе постоянного напряжения (DC/DC-преобразователе напряжения) используется мостовая схема. При данных условиях она имеет определенные преимущества перед полумостовой (два ключа, образующих стойку силовых транзисторов, включенных между плюсовой и минусовой шинами входного источника), а также перед схемой со средней точкой первичной обмотки силового трансформатора. Все перечисленные схемы, работающие симметрично по полупериодам в режиме ШИМ, по принципу действия относятся к двухтактным, то есть передают энергию в нагрузку как в четные, так и в нечетные полупериоды. Возможны различные варианты построения мостовой схемы:

• с выходным LC-фильтром;
• с удвоителем тока на выходе;
• с интегрированным магнитным элементом, выполняющего одновременно функции силового трансформатора и выходного дросселя;
• с двумя силовыми трансформаторами, каждый из которых работает в режиме силовой трансформатор — дроссель. Последние три варианта имеют много общего, что

впервые было показано на примере несимметричной полумостовой схемы [1].

Двухтрансформаторный мостовой DC/DC-преобразователь напряжения показан на рис. 1. Двухтрансформаторные мостовые схемы известны достаточно давно: в 1993 году был описан резонансный преобразователь напряжения с частотным управлением [2]; в 1990-м предложен ШИМ-преобразователь, не имеющий мягкого переключения, так как в интервале паузы заперты все силовые транзисторы моста [3]. В 2001 году впервые показан двухтрансформаторный мостовой преобразователь напряжения с мягким переключением [4]. Рассмотрению двухтрансформаторного мостового преобразователя напряжения посвящена еще одна статья [5], где кроме обычного симметричного управления ключами (алгоритм 1) предложено несимметричное управление (алгоритм 2), при котором диагонально расположенные силовые транзисторы моста проводят ток практически сразу друг за другом, после небольшой паузы.

Рис. 1. Схема двухтрансформаторного мостового преобразователя постоянного напряжения

Рассмотрим особенности симметричной работы двухтрансформаторного мостового DC/DC-преобразователя напряжения при «мягкой» коммутации силовых транзисторов по методу фазового сдвига.

К числу этих особенностей (которые необходимо учитывать при проектировании) следует отнести:

• состояния схемы за период работы, влияние порядка коммутации силовых транзисторов на режим их переключения;
• особенности работы и расчета силовых трансформаторов;
• пульсации напряжения на выходе, влияние паразитных параметров компонентов;
• влияние индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора на характеристики устройства.

При анализе предполагается, что силовые трансформаторы выполнены одинаково, их обмотки не имеют индуктивности рассеяния, силовые транзисторы и диоды ведут себя как идеальные ключи, индуктивности намагничивания силовых трансформаторов линейны и приведены к первичным обмоткам, выходной конденсатор — неограниченно большой емкости.

Существует четыре временных интервала, для каждого справедлива своя схема замещения.

Интервал 1 (интервал импульса 1), рис. 2.

Рис. 2. Схема замещения для интервала 1

На рисунке каждый силовой трансформатор показан как идеальный (без сердечника), с индуктивностью намагничивания L_μ1 (L_μ2), подключенной к первичной обмотке. Силовые транзисторы и диоды показаны в виде ключей, конденсатор фильтра (C_ф) и нагрузка R_н заменены источником постоянного напряжения U_вых. На рисунке стрелками показаны направления токов, принятые за положительные.

Во включенном состоянии находятся силовые транзисторы Т1, Т4, транзисторы Т2, Т3 заперты. Диод D1 проводит ток, диод D2 заперт суммой напряжений на вторичных обмотках силовых трансформаторов Тр1, Тр2. В данном интервале трансформатор Тр1 передает энергию на выход, Тр2 работает как дроссель, сдерживая нарастание тока в первичной цепи. Отсутствие тока i22 в обмотке W22 означает, что будет нулевым ток i21 в первичной обмотке этого же силового трансформатора. Фактическое напряжение на индуктивности L 1 не совпадает с направлением тока в ней, поэтому ток iµ1 снижается. Ток iµ2 — возрастает.

Интервал 2 (интервал паузы 1), рис. 3.

Рис. 3. Схема замещения для интервала

По окончании первого интервала выключается силовой транзистор T 4, и после короткой паузы включается транзистор Т3. Состояние левой стойки транзисторов не изменяется. Напряжение между точками а и б схемы равно нулю, поэтому полярность напряжения на обмотке W₂₁ и на индуктивности намагничивания L_μ2 изменяется на обратную; диод D2 проводит ток i₂₂ . В силу симметрии работы схемы в данном интервале ток i2 (ток, проходящий через источник напряжения U_вых на схеме замещения) образуется равными токами i₁₂, i₂₂, проходящими через обмотки W₁₂, W₂₂ и диоды D1, D2.

Ток в индуктивности L_μ1 продолжает спадать, проходя в положительном направлении, спадает и ток в L_μ2, поскольку к первичной обмотке W₁₂ (и, следовательно, к L_μ2) приложено пересчитанное напряжение Uвых в полярности, противоположной начальной. Из сказанного следует, что ток i1 в данном интервале должен скачком снизиться на величину 0,5I2 (i₂‘ = i₂n; n = W₁₂/W₁₁ = W₁₂/W₂₁ — коэффициент трансформации, одинаковый для Тр1 и Тр2).

Интервал 3 (интервал импульса 2), рис. 4.

Рис. 4. Схема замещения для интервала 3

После запирания силового транзистора Т1 и отпирания транзистора Т2 точки а и б схемы подключены к источнику U_вх в полярности, противоположной той, что была в интервале 1. Теперь передача энергии с первичной стороны осуществляется силовым трансформатором Тр2, а Тр1 выполняет функцию дросселя. Ток во вторичной цепи проходит через диод D2, а диод D1 заперт. Происходит нарастание тока i₂₂.

Интервал 4 (интервал паузы 2), рис. 5.

Рис. 5. Схема замещения для интервала 4

Данный интервал начинается с запирания силового транзистора Т3 и отпирания Т4. Два нижних ключа (Т2 и Т4) и оба выходных диода проводят токи. Фактическое направление тока i₁ противоположно направлению этого тока в интервале 2.

В результате анализа схем замещения (рис. 2-5) построены временные диаграммы работы двухтрансформаторного преобразователя напряжения, в которых учтены принятые допущения, в частности отсутствие индуктивностей рассеивания обмоток силовых трансформаторов (рис. 6). Короткие паузы между переключением силовых транзисторов каждой стойки на диаграммах не учитываются. Длительности фронтов и спадов импульсов токов и напряжений приняты на диаграммах равными нулю вследствие идеализации параметров компонентов схемы. Из диаграмм следует, что в каждом силовом трансформаторе ток намагничивания имеет постоянную составляющую I_μ1(I_μ2). Поскольку схема симметричная и трансформаторы одинаковые, соблюдается равенство I_μ = I_μ1 = I_μ2. Определение тока I_μ необходимо для расчета силового трансформатора.

Рис. 6. Временные диаграммы токов и напряжений при допущениях, принятых при анализе

В первичной обмотке каждого идеального трансформатора проходит постоянная составляющая тока, равная nI₂/2. Следовательно, в индуктивности L_μ1 (L_μ2) проходит тот же постоянный ток в направлении, показанном на рис. 2-5. На первичной обмотке каждого силового трансформатора напряжение равно U_вых/n в трех интервалах и (U_вх — U_вых/n) в противоположной полярности в четвертом. Постоянное (среднее) напряжение на первичной обмотке (на индуктивности L_μ) за период должно быть равно нулю.

Получим регулировочную характеристику (РХ) преобразователя напряжения — зависимость выходного напряжения от коэффициента заполнения импульсов, используя вольт-секундный баланс на первичной обмотке одного из силовых трансформаторов. Предварительно определим коэффициент заполнения импульсов:

где Т— период переключения.

Тогда относительное время паузы равно:

Реально выходное напряжение преобразователя в зависимости от управляющего сигнала (D) получается меньше, чем предсказывается соотношением (1). Основные причины — падение напряжения на открытых силовых транзисторах и диодах, печатных проводниках платы; влияние индуктивности рассеяния обмоток силовых трансформаторов; наличие коммутационных промежутков, когда включенными оказываются выходные диоды обоих плеч, вызванных опять же индуктивностью рассеяния. Последняя причина снижения Uвых становится все более заметной при возрастании частоты переключения.

Для расчета силового трансформатора следует использовать соотношение, связывающее произведение сечения сердечника (S_с ) на площадь окна (S_о) на площадь окна (S_о) с мощностью трансформатора.

где P_Т— сумма расчетных мощностей первичной и вторичной обмоток силового трансформатора [ВА]; K_ф = 1 — коэффициент формы (отношение действующего значения напряжения к среднему); B_m — амплитуда переменной составляющей индукции в сердечнике, зависящая от материала сердечника и частоты [Тл]; f— частота трансформатора [Гц]; K_j— коэффициент, имеющий размерность плотности тока, зависящий от заданного перегрева и геометрии сердечника [А/см 2 ]; K_и — коэффициент использования окна сердечника; y — безразмерный показатель степени, теоретическое значение которого равно — 0,12.

Плотность тока j связана с коэффициентом K_J соотношением:

Соотношение (2) аналогично приведенным в работах других авторов [6, 7]. При использовании (2) формы напряжений и токов следует задавать близкими к режиму D = 1. КПД трансформатора, требуемый для определения P_Т, принимается равным 0,97-0,99. Используя справочные данные, выбирается стандартный сердечник соответствующего размера. Должно выполняться неравенство:

где S_сS_о — результат, полученный в ходе расчетов согласно (2).

Число витков первичной обмотки:

Коэффициент трансформации n, предельные значения коэффициента заполнения D_min и D_max определяются при использовании регулировочной характеристики преобразователя напряжения (1) для известных значений U_вх и U_вых, которые зависят от конкретных условий работы. При низких выходных напряжениях следует к U_вых в (3) добавить падение напряжения на выходных диодах.

Вторичные витки силового трансформатора:

Результаты расчетов по формулам (3) и (4) следует округлить до целых значений.

Постоянную составляющую индукции в сердечнике определим из равенства:

где BS — индукция насыщения сердечника; К_зап = 0,7… 0,8 — коэффициент запаса.

Необходимое значение зазора в сердечнике:

где μ₀ = 4π 10 –7 [Гн/м] — магнитная проницаемость вакуума; I_μ = nI_н /2.

Индуктивность намагничивания, приведенная к первичной стороне, определяется из соотношения:

В последней формуле размерность Sc— м 2 , l₃ — м

Теперь снимем допущение о том, что пульсации на выходном конденсаторе бесконечно малы. Для определения пульсаций напряжения на выходе вначале выясним изменение тока Δ_i2 (рис. 6). Рассматривая интервал импульса и токи в индуктивностях L_μ1 и L_μ2, можно определить:

Ток в конденсаторе фильтра С_ф — это ток, определяемый как переменная составляющая тока i₂ ( ток показан на рис. 7).

Рис. 7. Пульсация тока в выходном конденсаторе С_ф

Амплитуда переменной составляющей напряжения на конденсаторе С_ф определяется средним током заряда (Ai2/4) за четверть периода T. Используя (8), определим:

Расчеты согласно (9) показывают, что при реальных значениях индуктивности намагничивания L_μ силового трансформатора и применяемых емкостях электролитических конденсаторов фильтров пульсации напряжения на нагрузке оказываются значительно ниже требуемых.

Реально при использовании электролитических конденсаторов приходится учитывать их последовательное активное сопротивление (R_конд). В этом случае амплитуда пульсаций напряжения на нагрузке определяется соотношением:

Напряжение на запертом диоде U_D определяется из исходной схемы (рис. 1) с учетом того, что за период диод заперт только в одном интервале t_имп.

Среднее за период напряжение на диоде равно U_вых, что следует из 2-го закона Кирхгофа. Поэтому связь между U_вых и напряжением на запертом диоде определяется из соотношения:

При выборе выходного диода следует учитывать появление выброса на нем при запирании. Независимо от типа диода (диод с p-n переходом или диод Шоттки) выброс будет тем больше, чем больше индуктивность рассеяния силового трансформатора. Последняя существенно зависит от числа витков, что следует учитывать при проектировании.

Снижение выброса на запираемом диоде возможно различными способами, например включением нелинейных дросселей последовательно с диодом либо использованием демпфирующих цепей параллельно ему.

Режим «мягкого» переключения, реализуемый методом фазовой модуляции (phase shift control), позволяет достичь переключения при нуле напряжения (ПНН) в обеих транзисторных стойках моста. ПНН в правой стойке (силовые транзисторы Т3, Т4) достигается легко в силу ускоренного перезаряда выходных емкостей. В левой стойке ПНН возможен в результате резонансного процесса при переключении и достаточной индуктивности в диагонали моста, через которую проходит ток i₁.

Результаты эксперимента

DC/DC-преобразователь напряжения был выполнен на выходную мощность 3 кВт с выходным напряжением, которое могло изменяться в диапазоне 20-30 В. Преобразователь напряжения является второй ступенью выпрямителя (AC/DC-преобразователя напряжения), его входное напряжение 390-400 В поступает от корректора коэффициента мощности (ККМ).

В качестве ключей, образующих мост, использовались силовые транзисторы типа STW45NM50.

Силовые трансформаторы были выполнены на сердечниках из разрезного аморфного сплава ( AMCC16А). На каждом сердечнике, выполненном из двух U-образных половин, располагались два каркаса с первичными и вторичными обмотками. Для снижения индуктивности рассеяния первичная обмотка, расположенная на каждом каркасе, разделена пополам и содержит в себе ветвь вторичной обмотки. Каждая ветвь вторичной обмотки подключается к своему выходному диоду. Первичные обмотки каждого каркаса соединяются последовательно и затем соединяются с первичными обмотками второго силового трансформатора, выполненного аналогично. В выходной части были использованы две диодные сборки типа DSS 2×101-015A (диоды Шоттки).

На выходе было применено пять электролитических конденсаторов 2200 мкФ, 50 В. Частота работы силовых транзисторов моста и силовых трансформаторов около 50 кГц.

Фактические кривые токов, проходящих в первичных и вторичных обмотках силовых трансформаторов, отличаются от тех, что показаны на рис. 6, вследствие влияния индуктивностей рассеяния.

Некоторые результаты испытаний показаны на осциллограммах (рис. 8-10). На рис. 8 показан ток в диагонали моста (луч 1) и напряжение на одном из выходных диодов. Ток нагрузки 104 А, Р_н = 3000 Вт. КПД выпрямителя, с учетом корректора мощности равен 91%. Измерение КПД проводилось при номинальной выходной мощности и установленном выходном напряжении 27 В.

Рис. 8. Ток в диагонали моста (СН1) и напряжение на выходном диоде (СH2) Ток нагрузки 104 А, Рн = 3000 Вт

Рис. 9. Напряжения на двух диодах, включенных в обмотки разных силовых трансформаторов

Рис. 10. Переменная составляющая выгодного напряжения, обусловленная активным сопротивлением электролитических конденсаторов(СН2), ток через один из выходных диодов (СН1)

На рис. 9 показаны напряжения на двух диодах, включенных в обмотки разных силовых трансформаторов. Осциллограмма переменной составляющей выходного напряжения, обусловленная активным сопротивлением электролитических конденсаторов, и ток в одном из диодов показаны на рис. 10.

Источник